如何實(shí)現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)

從設(shè)計(jì)角度看，超級(jí)電容和電池的根本區(qū)別在于電容器在充/放電周期發(fā)生的顯著電壓變化。充電時(shí)，理論上，電容器的電壓從零上升到其最高額定電壓，而電池的端電壓在其工作周期中變化很小。超級(jí)電容是電子電容器的一個(gè)子集。可通過(guò)下式得出能從超級(jí)電容放電周期中(放電周期是指電容器的端電壓從其最大值VMAX變?yōu)樽畹凸ぷ麟妷篤MIN的過(guò)程)獲得的有效能量EEFF：

EEFF = 1/2 &TImes; C &TImes; ( V2MAX – V2MIN) (1)

相應(yīng)地，有效能量比(EER)可定義為：

EEFF/ EMAX = 1–(VMIN/VMAX)2 (2)

其中EMAX代表電容器存儲(chǔ)的總能量。等式2明確表明，隨著我們通過(guò)減少電容器內(nèi)的駐留電能，而降低了被供電電路的最低工作電壓VMIN，有效能效比可獲得極大地提升。對(duì)任何以電容供電的電路來(lái)說(shuō)，能效比都是一個(gè)非常重要的設(shè)計(jì)考慮。

 

 

當(dāng)電路內(nèi)電子器件的最低工作電壓VMIN從3.6V降為1V時(shí)，能效比從48%提高到96%。因此，對(duì)于電容供電電路的設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，“擠壓器件的工作電壓”是首先要考慮的問(wèn)題。

使用超低功率DC/DC升壓轉(zhuǎn)換器(如參考文獻(xiàn)2所述的無(wú)電感型轉(zhuǎn)換器，其工作電壓可低至0.7 V)可實(shí)現(xiàn)該目標(biāo)，但它可能會(huì)增加設(shè)計(jì)成本和功耗。另一種選擇是使用針對(duì)超低電壓器件工作而研制的專(zhuān)用設(shè)計(jì)技術(shù)。

參考文獻(xiàn)3介紹的就是這樣一種低壓電路設(shè)計(jì)的好例子。建議采用的微功率、超低電壓、全頻、無(wú)二極管整流器就非常適合電容供電的電路(圖2)。

 

 

圖2：最簡(jiǎn)單的無(wú)二極管精精密全波整流器采用單個(gè)軌至軌運(yùn)算放大器和三個(gè)匹配的電阻。

為把握電路的工作原理，請(qǐng)務(wù)必注意：運(yùn)算放大器工作在單電源模式。若將正信號(hào)加到輸入端(VIN> 0)，運(yùn)算放大器的輸出就變?yōu)榱悖藭r(shí)整個(gè)電路實(shí)際上轉(zhuǎn)變成一個(gè)簡(jiǎn)單的由三個(gè)電阻(R1、R2和R3)串聯(lián)的無(wú)源網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)輸入信號(hào)為負(fù)時(shí)，運(yùn)算放大器恢復(fù)“正常線性狀態(tài)”并作為常規(guī)反相放大器工作。為產(chǎn)生對(duì)稱(chēng)的正半波和負(fù)半波輸出，R1、R2和R3的值必須要滿足如下條件：

R1 &TImes; R3 = R2 &TImes; (R1 + R2 + R3) (3)

在滿足等式3的條件下，電路在點(diǎn)2具有1/2的增益。可添加一個(gè)增益為2的非反相放大器以得到一致的整體增益，從而實(shí)現(xiàn)工作等式VOUT=|VIN|。

該電路具有一定局限性：其正負(fù)半波的輸入阻抗不同。理論上，正半波的阻抗是R1+R2+R3，而負(fù)半波的僅為R1。此外，運(yùn)算放大器的輸入寄生電容(CP)會(huì)影響交流工作模式，尤其是在高頻范圍。(交流性能的詳細(xì)分析遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出了本文范圍。我建議在實(shí)際設(shè)計(jì)中采用Spice仿真)。

 

 

該電路可采用多種軌至軌微功率運(yùn)算放大器，例如：美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體的雙LM*2(VMIN= 1.8 V);美信集成產(chǎn)品的雙MAX 4289(VMIN=1.0V);或相似類(lèi)型的產(chǎn)品。

由于典型的硅二極管具有約0.6V的正向壓降，因此其輸出動(dòng)態(tài)范圍要從電源電壓中減去這0.6V。在構(gòu)建電容供電電路(其中電路電源電壓應(yīng)盡可能的低)時(shí)，這一考慮已變得相當(dāng)重要。基于這個(gè)原因，建議采用的無(wú)二極管設(shè)計(jì)方案更適合電容供電模式。它節(jié)省了寶貴的0.6V電壓(考慮到運(yùn)算放大器可工作在1V的這種可能性，0.6V的確非常有價(jià)值)，從而降低了電路的最低工作電壓，進(jìn)而提高了方案的整體能效比。

 

如何實(shí)現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)

 

由于RF電路的工作頻率不斷提升,片式電感在應(yīng)用方面的性能特點(diǎn)發(fā)生了明顯變化,已經(jīng)開(kāi)始顯現(xiàn)出低端微波頻段的工作特性。因此，為有效提升片式電感的電性參數(shù)，改善RF電路性能，必須進(jìn)一步分析其低頻特性與高頻特性的不同規(guī)律。

另一方面，不斷推陳出新的通信系統(tǒng)(GSM、CDMA、PCS、3G…)使得片式電感的工作頻率逐步達(dá)到了2GHz甚至更高。因此，以傳統(tǒng)的集中參數(shù)電路理論對(duì)片式電感器件進(jìn)行阻抗分析，則顯現(xiàn)出越來(lái)越明顯的局限性。探索適合高頻條件下的工程分析手段也已成為片式電感研發(fā)、生產(chǎn)、分析和應(yīng)用的重要課題。

 

阻抗分析

電感的物理意義是利用導(dǎo)電線圈儲(chǔ)存交變磁場(chǎng)能量,而在實(shí)際電路應(yīng)用中,電感器件的主要作用則是向電路提供所需的感性阻抗,在與其他相關(guān)元件配合下完成相應(yīng)的電路功能(匹配、濾波、振蕩等)。常見(jiàn)的片式電感器件包括疊層片式、繞線片式、光刻薄膜等形式，其生產(chǎn)工藝和內(nèi)電極結(jié)構(gòu)均有所不同。但在中低頻率條件下,由于信號(hào)波長(zhǎng)遠(yuǎn)大于器件尺寸,器件的電路響應(yīng)受內(nèi)電極結(jié)構(gòu)的影響較小,通常都可以采用集中參數(shù)等效模型(見(jiàn)圖一)對(duì)片式電感的阻抗特性予以近似分析。據(jù)此可推導(dǎo)出常用電性能參數(shù)的函數(shù)式。

導(dǎo)納函數(shù)

Y(j )=({1}over{R_{O}}+{r}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{O}})+j( C_{O}-{ L_{O}}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{o}})

則阻抗函數(shù)

Z(j )={1}over{Y(j )}=R( )+j ( )

可近似導(dǎo)出阻抗

Z( )=sqrt{R^{2}( )+ ^{2}( )}

={ L_{O}}oversqrt{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}

電感量

L( )={ ( )}over{ }={L_{O}(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({{ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}

品質(zhì)因素

Q( )={ ( )}over{R( )}={(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{o}})}

其中

SRF={1}over{2 sqrt{L_{O}C_{O}}}

=2 F

由這些函數(shù)表達(dá)式不難歸納出:

(1)在工作頻率低于自諧頻率SRF時(shí)，片式電感的阻抗特性非常接近理想電感而呈現(xiàn)較好的線性特性，品質(zhì)因素Q也較高，因此通常以此確定電感的額定工作頻段;

(2)在電感量L0為額定值時(shí)，提高自諧頻率SRF的唯一方法是減小寄生電容C0;

(3)在低頻工作區(qū),降低內(nèi)電極電阻r將有效提升品質(zhì)因素Q值，而在高頻工作區(qū)，減小電磁漏損(增大R0)對(duì)Q值的提高則更為顯著;

(4)當(dāng)工作頻率 高于自諧頻率SRF時(shí),片式電感呈現(xiàn)出容性阻抗特性。

通常應(yīng)用中，利用阻抗分析儀檢測(cè)片式電感端電極間的Z( )、L( )、Q( )等參數(shù)，即可準(zhǔn)確反映出工作頻率下實(shí)際電路的響應(yīng)特性，據(jù)此可進(jìn)行準(zhǔn)確的電路設(shè)計(jì)與器件選擇。作為比較，圖2中列出相同規(guī)格的高頻電感(SGHI1608H100N)與鐵氧體電感(SGMI1608M100N)的L(f)、Q(f)參數(shù)曲線，顯然高頻電感有更高的自諧頻率和線性工作頻段，而鐵氧體電感則有較高的Q值。

高頻分析

當(dāng)工作頻率較高(2GHz左右)時(shí)，信號(hào)波長(zhǎng)逐漸可以與器件尺寸相比擬。片式電感的阻抗呈現(xiàn)出明顯的分布特性，即不同的參考位置存在不同阻抗。圖1所示的分析模型已不適合用以描述高頻工作的電感器件。在高頻條件下，器件的電路響應(yīng)可隨其尺寸和空間結(jié)構(gòu)的不同而發(fā)生相應(yīng)變化，常規(guī)的阻抗測(cè)量參數(shù)已不能準(zhǔn)確反映實(shí)際電路中的響應(yīng)特性。以某型號(hào)移動(dòng)手機(jī)RF功放電路為例，其中兩款用于阻抗匹配的高頻電感(工作頻率1.9GHz)均采用光刻薄膜式電感，若以相同規(guī)格及精度，但Q值明顯較高的疊層片式電感(測(cè)量?jī)x器 HP-4291B)予以取代，其結(jié)果卻是電路傳輸增益下降近10%。說(shuō)明電路匹配狀態(tài)下降，用低頻分析方法顯然無(wú)法準(zhǔn)確解釋高頻應(yīng)用問(wèn)題，僅僅關(guān)注L( )和Q( )對(duì)片式電感的高頻分析是不適宜的，至少是不夠的。

電磁場(chǎng)理論在工程中常用來(lái)分析具有分布特性的高頻應(yīng)用問(wèn)題。通常在利用阻抗分析儀(HP-4291B)對(duì)片式電感進(jìn)行的測(cè)量中，可通過(guò)夾具補(bǔ)償和儀器校準(zhǔn)等手段將測(cè)量精度提高到 0.1nH左右，理論上足以保證電路設(shè)計(jì)所需的精度要求。但不容忽視的問(wèn)題是，此時(shí)的測(cè)量結(jié)果僅僅反映了匹配狀態(tài)下(測(cè)量夾具設(shè)計(jì)為精確匹配)電感器件端電極界面之間的參數(shù)性能，對(duì)電感器件的內(nèi)部電磁分布情況和外部電磁環(huán)境要求卻未能反映出來(lái)。相同測(cè)試參數(shù)的電感可能因內(nèi)電極結(jié)構(gòu)不同而存在完全不同的電磁分布狀態(tài)，在高頻條件下，片式電感的實(shí)際電路應(yīng)用環(huán)境(近似匹配、密集貼裝、PCB分布影響)與測(cè)試環(huán)境往往有差異，極易產(chǎn)生各種復(fù)雜的近場(chǎng)反射而發(fā)生實(shí)際響應(yīng)參數(shù)(L、Q)的微量變化。對(duì)RF電路中的低感值電感，這種影響是不容忽視的，我們把這種影響稱(chēng)之為“分布影響”。

高頻電路(包括高速數(shù)字電路)設(shè)計(jì)中，基于電路性能、器件選擇和電磁兼容等因素的考慮，通常是以網(wǎng)絡(luò)散射分析(S參數(shù))、信號(hào)完整性分析、電磁仿真分析、電路仿真分析等手段，來(lái)綜合考量實(shí)際電路系統(tǒng)的工作性能。針對(duì)片式電感器件的“分布影響”問(wèn)題，一個(gè)可行的解決方案是對(duì)電感器件進(jìn)行結(jié)構(gòu)性電磁仿真并精確提取相應(yīng)的SPICE電路模型參數(shù)，作為電路設(shè)計(jì)的依據(jù)，以此有效減小電感器件在高頻設(shè)計(jì)應(yīng)用中的誤差影響。國(guó)外(日本)主要元器件企業(yè)的片式電感產(chǎn)品技術(shù)參數(shù)大多包含有S參數(shù)，通常可用于精確的高頻應(yīng)用分析。

電路應(yīng)用

在高頻電路中比較常用的片式電感有光刻薄膜電感、片式繞線電感和疊層片式電感三種。由于內(nèi)電極的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)有明顯不同，即使參數(shù)規(guī)格相同情況下，其電路響應(yīng)卻不盡相同。實(shí)際電路應(yīng)用中對(duì)電感器件的選擇有一定規(guī)律和特點(diǎn)，在此可略作歸納如下：

阻抗匹配：射頻電路(RF)通常由高放(LNA)、本振(LO)、混頻(MIX)、功放(PA)、濾波(BPF/LPF)等基本電路單元構(gòu)成。在特性阻抗各不相同的單元電路之間，高頻信號(hào)需要低損耗耦合傳輸，阻抗匹配成為必不可少。典型方案是利用電感與電容組合為“倒L”或“T”型匹配電路，對(duì)其中的片式電感，匹配性能的好壞很大程度是取決于電感量L的精確度，其次才是品質(zhì)因素Q的高低。在工作頻率較高時(shí)，往往使用光刻薄膜電感來(lái)確保高精度的L。其內(nèi)電極集中于同一層面，磁場(chǎng)分布集中，能確保裝貼后的器件參數(shù)變化不大。

諧振放大：典型的高頻放大電路通常采用諧振回路作為輸出負(fù)載。對(duì)其增益和信噪比等主要性能參數(shù)來(lái)說(shuō)，片式電感的品質(zhì)因素Q成為關(guān)鍵。L的少許誤差影響可由多種電路形式予以補(bǔ)償和修正，因而多采用繞線片式電感和疊層片式電感，對(duì)工作頻率下的Q值要求較高。而薄膜片式電感無(wú)論是價(jià)格還是性能在此都不適合。

本地振蕩：本振電路(LO)必須由含振蕩回路的放大電路構(gòu)成，通常是以VCO-PLL的形式向RF電路提供精確的參考頻率，因此本振信號(hào)的質(zhì)量直接影響著電路系統(tǒng)的關(guān)鍵性能。振蕩回路中的電感必須具有極高的Q值和穩(wěn)定度，以確保本振信號(hào)的純凈、穩(wěn)定。由于石英晶體具有相對(duì)較寬的阻抗動(dòng)態(tài)補(bǔ)償，此時(shí)對(duì)片式電感的L精度要求并不是首要指標(biāo)，因此疊層片式電感和繞線片式電感多被用于VCO電路。

高頻濾波：低通濾波(LPF)常見(jiàn)于高頻電路的供電去耦回路，有效抑制高次諧波在供電回路的傳導(dǎo)，額定電流和可靠性是首要關(guān)注參數(shù);而帶通濾波(BPF)則多用于高頻信號(hào)的耦合，或同時(shí)兼有阻抗匹配的作用。此時(shí)插入衰減要盡量小，L、Q是此時(shí)的重點(diǎn)參數(shù)。綜合比較，疊層片式電感最適合這種應(yīng)用。

如何實(shí)現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)